Projet de push-pull EL34 / LND150, avec la correction différentielle

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

En 2017, j'avais conçu un push-pull d'EL34, hybride, avec des MOSFET à déplétion LND150 :

• 1er étage à LND150 (HT à 360 V, régulée)

• Déphaseur à LN150 de type cathodine (HT à 370 V,régulée).

• PP-EL34 sous 415 V ; grilles écran à HT 385 V, régulée.

• Transformateur de sortie toroïdal TTG-EL34PP de Toroidy.

Il y avait un petit ronflement, dont je n'arrivais pas à me débarrasser ; sans doute des boucles de masse dans tous les coins, C'était un échec.

J'ai découvert en 2024 votre forum ET le principe de la correction différentielle, appliquée à un amplificateur audio.
Sept ans après, tout cela me donne envie de retravailler ce projet qui n'avait pas abouti.

J'ai lu tous les sujets du forum consacrés à cette correction différentielle ; c'est clair et détaillé – Merci à Arnaud et aux autres cadors. J'ai aussi modélisé le schéma d'Arnaud sur LTSpice XVII,

1-) D'abord, j'ai été infoutu d'ajouter la correction différentielle à mon schéma de 2017 ; sans doute faut-il préférer le déphaseur de Schmitt au cathodyne ?

2-) Mais ensuite, en adoptant le Schmitt et en supprimant le 1er étage (trop de gain), ça marche.
Je suis arrivé à ce schéma :

Push-pull_EL34_LND50_CorrDiff.png (144.17 Kio) Vu 7423 fois

Les résultats sont encourageants :

Push-pull_EL34_LND50_CorrDiff_Bode.png (152.95 Kio) Vu 7423 fois

Push-pull_EL34_LND50_CorrDiff_fft.png (146.93 Kio) Vu 7423 fois

Push-pull_EL34_LND50_CorrDiff_TxDistor.png (197.25 Kio) Vu 7423 fois

J'ai aussi lu l'article sur la "ronflette" archivé sur le forum ; je vais le suivre à la lettre.

Robert

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

1- Erratum - Sur le schéma de mon message précédent, il faut bien entendu relier le passe-bas "R19/R21" à la source V2 par un condensateur (C1) et non pas par une simple connexion.

2- La simulation montre que l'on peut porter les valeurs de C1 et de C4 à 0.47µ et la valeur de C8 à 0.22µ.

3- L'alimentation HT (déjà faite, puisque je recyclerai celle du projet de 2017) se décompose ainsi :

• HT des anodes des EL34 : Filtrage en pi CRC, (1 par voie)

• HT des grilles écrans des EL34 : 1 étage de "Filtrage électronique" + 1 étage de régulation, communs aux deux voies.

• HT des déphaseurs et des étages de "correction différentielle" un régulateur LR8N3 par étage (soit 4 régulateurs) ; ces régulateurs sont alimentés en sortie de la HT des grilles écrans.

4- L'alimentation régulée des grilles écrans est ordinaire ; la tension stabilisée de référence est donnée par deux diodes à gaz (OA2 et OB2) en série.

5- Sur le "Filtrage électronique" :
J'avais pompé l'idée dans la chouette brochure de G. Mourier "Les diodes zener" 1975, ETSF, p.108.
J'ai commis, là dessus, un ch'tit article dans Radio-Plans, n°366, mai 1978 : http://ermaia.copro212-75012.fr/FiltrageHT.html
Le principe est tout bête :

• c'est un passe-bas RC qui filtre le 100 hertz résiduel, mais avec une constante de temps énorme (ici, R=68 kohms, C=7µ).

• pour ne rien débiter sur le passe-bas RC, on interface un darlington ; la charge est alimentée par le darlington ; le passe-bas RC ne voit et ne débite que le courant nécessaire à la base du darlington.

On peut simuler un essai comparatif entre le "Filtrage électronique" et un filtrage par self à fer CLC, self de 1,3H 33 ohms :

Filtrage-Electronique_vs_Self_Schemas.png (77.97 Kio) Vu 7348 fois

Sorties comparées sur une charge de 70 mA

Filtrage-Electronique_vs_Self.png (67.87 Kio) Vu 7348 fois

En zoomant fortement :

Filtrage-Electronique_vs_Self_Zoom.png (70.44 Kio) Vu 7348 fois

Robert

[JPL48]

Bonjour, montage très efficace j'avais découvert ce genre de filtrage dans les années 75 sur des téléviseurs Téléfunken ....trop bien .

[arnaud]

... en adoptant le Schmitt et en supprimant le 1er étage (trop de gain), ça marche.
Robert

Bonjour Robert !
Effectivement, en remplaçant la contre-réaction classique par une correction différentielle sur un ampli existant, le premier étage doit être supprimé, que du bonheur car cela raccourcit d'autant la chaîne d'amplification.
Au passage ce ex-premier étage peut être récupéré comme différentiel pour générer le signal correctif.. .comme ici sur un antique Mac Intoch :
viewtopic.php?f=3&t=308&start=100#p8607
Attendons les résultats d'écoutes...

[Robert_75012]

Bonjour JPL48 et Arnaud, bonjour à tous,

1- Sur le "Filtrage électronique" :
Alain Ducrocq / RadioElec / Rimlock, vend un module "Self de filtrage électronique à montée progressive"
https://www.radioelec.com/inductance-se ... -2482.html
Faute de schéma, on ne sait pas trop de quoi il s'agit ; cependant, il y a certainement un lien avec le filtrage électronique.

2- Merci Arnaud.
- Je vais faire un montage sur table ; j'ai une confiance limitée dans la simulation sur LTSpice.
En effet, la modélisation du LND150 est sans doute correcte, mais celle du tube EL34 est "perfectible" ; à cet égard j'utilise le modèle EL34 de Koren ; a-t-on un lien où télécharger un modèle un peu meilleur ?
Quant à la modélisation du transfo Toroïdy TTG-EL34PP, c'est à la louche et corrigé maladroitement au doigt mouillé.

- Le sujet sur le McIntosh m'avait échappé, je vais regarder cela.

- J'ai vu vos transformations sur le CIBOT à pp d'EL84 : Je commence à regarder le mien de travers ! (Il s'agit de la version 2 x 17W qui utilise des 7189).

Robert

[arnaud]

.... j'ai une confiance limitée dans la simulation sur LTSpice.

Dès qu'il y a un transfo de sortie la simulation devient aléatoire comparée à la réalité constatée

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

Merci Arnaud,

1- Sur la bonne modélisation de l'EL34 et d'un transformateur de sortie, dans LTSpice XVII.
Les résultats sont bons à 1kH (cf.mes messages précédents), mais rien ne va plus à 20 kH ; le schéma testé n'est pas en cause. En effet, j'ai simulé le circuit suivant où il ne reste plus que le push-pull et son transfo ; j'ai comparé avec un push-pull d'EL84 :
A 20 kH, avec la modélisation du PP EL34, la sinusoïde est distordue ; elle est belle avec celle du PP EL84.

Comparaison 20 kH PP EL34 PP EL84 - Schéma.png (95.44 Kio) Vu 7112 fois

Comparaison 20 kH PP EL34 PP EL84.png (89.7 Kio) Vu 7112 fois

Je ne m’inquiète pas trop.

2- Amusons-nous avec l’IA – J’ai testé « Copilot » implanté dans Windows X Edge ; j’ai posé la question de la modélisation du transfo de sortie pour le PP EL34
Je joins les réponses de l’IA :

• Elle répond à coté : elle source deux thèses qui sont hors sujet ; elle source mon propre message sur ce forum.

• Elle cherche la valeur de l’inductance primaire dans les caractéristiques du transformateur de sortie, mais ne la trouve pas (alors que dans une source, qu’elle cite elle-même, on peut lire : 591 H).

• L’IA ne distingue pas un PP d’une lampe finale, ne s’occupe pas des capacités parasites et considère que, généralement, K=1 (c’est à dire que, généralement, un transformateur est parfait).

Robert

[arnaud]

Hello Robert !
En tentant une simulation de TS on se rend vite compte que cela part dans tous les sens par rapport aux mesures réelles.
Une simple tentative de mesurer l'inductance d'un demi-primaire peut mener à s'arracher les cheveux:
viewtopic.php?f=3&t=422
viewtopic.php?f=3&t=1054
Je trouve que tes inductances affichées sont bien trop élevées. En général, celles fournies par les constructeurs sont inutilisables en simulation.

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

J'en suis maintenant au prototype du circuit imprimé :

PP-EL34-LND150_Schmitt_CorrDiff.png (43.69 Kio) Vu 6591 fois

PP-EL34-LND150_Schmitt_CorrDiff_3D.png (199.34 Kio) Vu 6591 fois

PP-EL34-LND150_Schmitt_CorrDiff_Schema.png (18.29 Kio) Vu 6591 fois

Erratum : La résistance de 1MΩ "R19", de la porte du LND150 "Q3", est à connecter à la masse (cf. mon message du 3 décembre 2024, infra).

1. j'ai routé le circuit imprimé "en étoile" ; chaque étage a son retour à la masse ; mais j'ai une hésitation : ce câblage "en étoile" est-il compatible avec le plan de masse d'un circuit imprimé ?
J'ai consulté trois sources :
- les cours donnés en vidéo à l'IUT de Nantes par Eric PERRONNIN : https://geii.fr/moodle/
- un fil sur "Le plan de masse dans un PCB et routage de carte" : http://www.audiyofan.org/forum/viewtopi ... =60&t=9960
- l'article archivé sur ce forum : viewtopic.php?f=22&t=867&p=13222&hilit=ronflette#p13222

Je crois qu'une solution de compromis serait de faire un plan de masse du circuit imprimé, en ne le connectant, cependant, qu'à la seule masse du châssis (on ne l'utiliserait pas comme retour de masse)
Chaque étage a son propre retour à la masse connecté "en étoile" à la masse du condensateur de filtrage dit "réservoir" (ici, C3),
Je rappelle que le plan des alimentations HT de cet ampli est le suivant :

Schema_Alim-HT.png (27.19 Kio) Vu 6591 fois

2. Je crois avoir tiré les enseignements suivants des trois sources précitées :

a- [PERRONNIN] Quand on route un circuit imprimé, ce qui pose surtout problème n'est pas la résistance parasite d'une piste mais bien son inductance parasite.
Plus la piste tracée est fine et longue, plus l'inductance parasite est élevée ; il faut donc tracer gros et court.
En revanche, plus la piste tracée est grosse et longue, plus la capacité parasite est élevée (dès lors qu'il y a un plan de masse).
A la fin des cours de PERRONNIN, on peut télécharger un ch'tit script sympa, en Python, que l'on peut installer comme un "plugin" sur Kicad ; le script calcule la longueur et l'inductance parasite de chaque piste tracée (cf. sa vidéo n°12c).
La plus longue des pistes que j'ai tracée fait 24,4 nH.

b- ["Le plan de masse dans un PCB"] :
- certes les inductances, résistances et capacités parasites forment des filtres passe-bas, mais les coupures occasionnées se situent à plusieurs MHz.
- le plan de masse est utile (entre autres choses) comme blindage.
- le plan de masse ne doit pas être coupé, il doit former un seul bloc, autant que possible.
- attention à l'isolation des pistes : une distance entre deux pistes de 1mm tient environ 1Kv.
Pour ma part, j'ai respecté une isolation minimale de 0,95 mm pour 385V.

c- ["La "ronflette"] Tout sur la pratique du câblage en étoile.

Qu'en pense-t-on ?

3. On trouvera, en fichiers joints, mes fichiers Kicad et LTspice XVII, au format *.zip.

Robert

[arnaud]

Hello !
Juste une petite remarque : en absence de transfo de sortie il est possible d'obtenir une linéarité de phase (et d'amplitude) tellement large qu'aucune adaptation de phase n'est nécessaire.
Exemple cet hybride qui n'utilise que deux fois 200K//2.2pF pour limiter le temps de monté :
viewtopic.php?f=3&t=91

Capture25-07-2024-18.43.47.jpg (87.66 Kio) Vu 6555 fois

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

Merci Arnaud !

Cette très belle réalisation ne m'avait pas échappé ; comme déjà dit, je me suis inscrit à ce forum après avoir lu tes fils sur la "correction différentielle".
D'ailleurs, sur la sérigraphie de mon circuit imprimé, j'ai renvoyé à tes explications données sur ce forum (bon, ce n'est pas gravé dans le marbre, mais c'est de l’Époxy FR4 tout de mème).

Quant à ma question tenant à connaître les bonnes pratiques "faut-il un plan de masse sur un CI audio ?", j'ai déjà un élément de réponse : Sur les photos des CI postées sur ce forum, sauf erreur, je n'ai vu qu'un seul plan de masse.
Faire un plan de masse est sans doute facultatif.
[Quant à lutter contre les parasites électromagnétiques avec un plan de masse, il faut avoir à l'esprit que le CI est généralement fixé à l'intérieur d'un châssis métallique qui fait office de cage de Faraday.]

Robert

[arnaud]

Hello Robert !
Evidemment il est impératif d'éviter les boucles dans le plan de masse et si possible éviter que les courants forts se supperposent aux courants faibles ; en effet la résistance parasite du circuit de masse, même très faible, va générer des micro-signaux (V=R*I) à ne pas réinjecter à l'entrée par le 0V.
Des boucles de masse peuvent également venir créer des ronflettes en externe via les raccords d'entrée et même par la terre EDF via les cordons secteur.

[Totof]

Bonsoir à tous
je n'ai pas eu l'occasion de tester la simulation car j'ai changé de PC, néanmoins attention à la modélisation du LDN150, il existe plusieurs modèle
comme pour l'EL34 qui sont pas forcément très adéquat
Perso je travaille avec mes propre modèles modifiés de tubes et transfos et c'est un casse tête pour avoir une approche correcte y compris et surtout avec les transfos en simulation
je reviens sur le modèle Toroidy , excellent de fait mais dont il n'y a pas de modèle disponible pour Ltspice, j'ai créé les miens mais tout mes transfos Toroidy sont fait sur mesure
Toutça pour dire attention entre les résulats de la simultion et la réalité

Pour Kicad et les PCB le lien de Wismerhill allias Sébastien est plus que judicieux, néanmoins pour avoir plusieurs PCB avec Cdiff a mon actif,non publié sur Audiyofan, la voie à suivre est une intégration totale sur PCB, j'entends par là l'entierté du schéma de l'entrée à la sortie y compris la connexion au chassis
Le routage vu plus haut risque de poser de gros soucis au regardde la tripaille de raccordement
Ci-dessous un routage sur un SE de KT88 ou 100 ou 150 ou 66 avec CDiff et des CMS pour montrer une intégration totale

Capture d’écran du 2024-07-27 20-49-18.png (107.56 Kio) Vu 6415 fois

Le seul point de collecte du "0 volt" est au pied du deuxième condo du filtrage en pi de tête
Plusieurs version de cet ampli tourne aucune ronflette, malgré une version uniquement à base de paires torsadées pour moi y compris la liaison aux vu-mètre
et le retour HP pour la CDiff donc pas de blindé dedans

Bon courage et je vais suivre ce post

[Totof]

Pour les modèles de tubes et surtout l'EL34 faut essayer avec ce modèle français de chez Excem

Excem.fr.zip

(142.73 Kio) Téléchargé 130 fois

tubes_13.zip

(48.76 Kio) Téléchargé 113 fois

Sinon je travaille beaucoup avec les modèles de Mr Ayumi Nakabayashi

tubemodel_3.01_win.zip

(144.84 Kio) Téléchargé 113 fois

Bon amusement

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

Merci Totof ; je vais regarder cela. Je ne connaissais pas les modélisations d'Excem.

1. Je suis assez confiant quant à la bonne modélisation du LND150 : J'ai déjà simulé, puis réalisé la version précédente de cet ampli, en 2017.

Ce qui cloche c'est la modélisation de l'EL34 ; j'ai celle de Duncan, qui couvre à la fois la 6CA7 et l'EL34, alors même que la 6CA7 est une tétrode à faisceau dirigé et que l'EL34 est une pentode.

Wikipedia donne une explication ( https://fr.wikipedia.org/wiki/T%C3%A9tr ... irig%C3%A9 )

"Il est intéressant de remarquer qu'aujourd'hui de nombreux tubes caractérisés comme étant des pentodes sont en fait des tétrodes à faisceau dirigé.
Par exemple, bien que le tube de référence EL34 Mullard soit construit comme une pentode, beaucoup d'autres fabricants la produisent soit comme une « vraie » pentode, soit comme une tétrode à faisceau dirigé."

On se demande alors si les caractéristiques électriques de la 6CA7 sont réellement en tous points identiques à celle de la "vraie" EL34.

2. Sur le circuit imprimé en cours de réalisation :

C'est une conception modulaire ; il y aura :

• deux CI supportant le schéma des LND150 avec leurs régulateurs LR8N3 (1 par voie)

• un CI pour le "Filtrage électronique" et l'alimentation régulée, fournissant le 385V.

• un CI pour la polarisation des EL34 (c.à.d une alimentation négative régulée ajustable).

• le reste est câblé sur des barrettes à cosses.

J'y vois l'avantage de pouvoir fixer les CI des LND150 au plus près des supports des tubes EL34 (2 cm, environ).
Les barrettes à cosses supportant le condensateur "réservoir" C3 (masse générale) et les cellules RC en pi du filtrage des anodes des EL34 seront fixées tout près des CI LND150 et des supports des tubes EL34.
Par le fait, les retours à la masse seront courts.

Je ne vois pas trop de difficultés à avoir des longueurs d'environ 15 cm sur la HT de 385V. dans la mesure où les seuls "clients" de cette HT sont les régulateurs LR8N3.

En revanche, j'aurai un vrai problème de longueur sur les connexions des deux transformateurs de sortie Toroïdy.


Robert

[arnaud]

En revanche, j'aurai un vrai problème de longueur sur les connexions des deux transformateurs de sortie Toroïdy.
Robert

J'ai l'habitude d'utiliser des raccords pour alim PC, comme ici sur le proto hybride :

Capture29-07-2024-16.07.14.jpg (216.28 Kio) Vu 6319 fois

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

Merci Arnaud.

Ces connecteurs ATX sont fiables (pour ce que j'en sais) et c'est bien le diable s'ils ne supportent pas des tensions de 450V.
Je leur reproche d'être difficiles à déconnecter et à reconnecter (sans doute le revers de leur fiabilité).

Bien entendu, avant de couper les connexions des transfos Toroïdy à la bonne longueur, il faudra d'abord voir si l'on peut s'en dispenser.

Robert

[arnaud]

Oui, c'est une vieille habitude, attention : les pins males et femelles sont à commander séparément (paquets de 100) :
Ici mes blocs OTL mono (en service journalier depuis 16 ans) :

bloc mono en construction et bloc achevé.JPG (55.67 Kio) Vu 6242 fois

J'avais prévu la dépose facile des couvercles, mais jusqu'à présent cela s'est avéré inutile

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

J'ai un peu avancé sur ce projet (si, si, ça avance ..)

1. Errata.

1.1. En reproduisant le schéma de LTSpice sur Kicad, j'ai commis une belle erreur ; en effet, la résistance de 1MΩ "R19" de la porte du LND150 "Q3" doit évidemment aller à la masse (cf. le schéma de mon message du 25 juillet 2024).
Le bon schéma est celui que j'ai tracé sur LTSpice, dans mon message du 19 juin 2024.
Comme j'utilise Kicad pour router le circuit imprimé, le routage est également faux. Le schéma et le routage Kicad mis en ligne dans mon message du 25 juillet 2024, sont donc faux.

1.2. Le routage du condensateur "C4" a été bien maladroit, ce qui a occasionné une difficulté pour souder "C4" ; en effet, il aurait fallu router sur la face de dessous du circuit imprimé (tracé en bleu) et non pas sur la face de dessus (tracé en rouge).
Je mettrai en ligne le schéma corrigé et un meilleur routage, quand j'aurai davantage avancé sur ce projet.

2. Comme Totof le disait avec raison, la modélisation du LND150 sur LTSpice n'est pas bien fiable ; ainsi, il a fallu modifier la valeur des résistances de polarisation "R22" et "R12" des LND150 pour caler la polarisation des portes à -0,6 V.
Remarquons au passage que fixer comme je l'avais fait une polarisation à -1 V. est une bêtise : ça passe sous LTSpice, mais dans la vraie vie et dans les fiches de caractéristiques du LND150 ça bloque (!)

3. J'ai fait faire les circuits imprimés.
[cf. 2 photos]

_FiltrageElectronique_+_RégulationHT.jpg (316.51 Kio) Vu 3900 fois

_Etage-CorrDiff_+_déphaseur.jpg (434.39 Kio) Vu 3900 fois

- Seul est finalisé celui regroupant le "filtrage électronique" et la régulation HT à 385 V.
- Celui regroupant l'étage différentiel et le déphaseur "Longue queue" est plutôt destiné aux essais et ajustements (bon, avec un peu de chance il pourrait être définitif).

4. Essais et ajustements de chaque étage, pris isolément.

4.1. Réglage du déphaseur de Schmitt "longue queue", seul.
J'ai utilisé deux LND150 préalablement appairés.
- J'étais parti dans l'idée qu'il fallait avoir des valeurs de résistance d'anode (ou de drain) inégales dans les deux branches du déphaseur pour équilibrer les gains (cf.mon schéma sous LTSPice du 19 juin 2024, où R12 = 200kΩ et R6 = 205kΩ).
- Mais je suis tombé sur un chouette calculateur des résistances à donner pour équilibrer les gains :
https://www.ampbooks.com/mobile/amplifi ... alculator/
En gros, on entre les valeurs de toutes les résistances (y compris celles des résistances de grille du PP à attaquer) ; en sortie on trouve le gain obtenu sur chaque branche du déphaseur.
Cela m'a fait toucher du doigt que, plus la "longue queue" est longue, plus les deux branches s'équilibrent.
J'ai évidemment essayé cela sur mon circuit imprimé d'essai, avec un générateur BF à deux sorties et un oscilloscope double trace :
J'équilibre les gains dans les deux branches avec une "longue queue" de 100kΩ tout en ayant des résistances de drain égales :
- HT régulée à 370 V. (LR8N3)
- Résistances de drain : 200kΩ 1%
- Résistance de polarisation 510Ω 1%
- Longue queue 100kΩ
- Résistances de grilles du PP EL34 à attaquer : 523kΩ
cf. Photo

_Equilibrage_sorties_du_déphaseur_longue-queue.jpg (313.64 Kio) Vu 3900 fois

Bon, cela dit, je n’ai corrigé là qu’un manquement à l’esthétique : ça fait mal aux yeux de voir des valeurs inégales dans les deux branches.

4.2. Étage de correction différentielle, seul.
J'ai corrigé la bourde commise sur la valeur de la polarisation (cf. supra).
Ensuite, j'ai connecté un générateur BF ; le signal carré est beau à l'oscilloscope.

4.3. Mise sous tension du PP EL34 seul, déconnecté du déphaseur.
- HT des anodes à 420 V. filtrage en Π, CRC, non régulée
- HT des écrans à 385 V. régulée
Il s'agissait, là, d'ajuster la polarisation fixe de chaque EL34 (qui ne sont pas appairées et d'ailleurs de marque différente) pour égaliser les sorties.
A l'issue de l'ajustement des polarisations, zéro bruit dans les enceintes.

5. Essai du PP EL34 connecté à son déphaseur (l'étage de correction différentielle étant hors circuit).

5.1. J'ai une temporisation manuelle (un interrupteur) par laquelle je n'applique les deux HT d'anodes et d'écran des EL34 qu'après la bonne polarisation négative des grilles et qu'après la montée en température des cathodes.
- Premier résultat : j'ai eu un superbe accrochage, bien sonore, avec les HT de 385 et 370 V. régulées qui bougeaient en rythme.
- Bon, je m'y attendais un peu : c'est (je crois) le régulateur LR8N3, qui fournit la HT 370 V. au déphaseur, qui est parti en oscillation.
En effet, conformément à la fiche de caractéristiques du LR8N3, il convient de découpler son entrée, dès lors que le fil de la connexion à sa source est un peu long.
J'ai donc découplé avec un chimique de 4,7 μF 450 V.
J'ai encore une brève oscillation d'environ 1 seconde à la mise sous tension, mais ensuite les régulations verrouillent bien les deux HT.
A vue de nez, il faudra augmenter la valeur de ce chimique.
cf Photo

_PP-EL34+Déhaseur_sous-tension.jpg (392.28 Kio) Vu 3900 fois

Zéro ronflette, mais un très léger Bzzzzz. entendu en collant l'oreille aux enceintes.
J'ai connecté le générateur BF à l'entrée "P2" du circuit imprimé (étant entendu que l'entrée du déphaseur, qui est normalement connectée à l'étage de correction, a été mise à la masse) : le son est clair ; la puissance est là.
Tout cela est assez encourageant.
La semaine prochaine je fais des essais sur des charges résistives, pour visualiser des signaux carrés.

L’idée de tous ces petits ajustements (comme lue dans les messages d’Arnaud) est d’avoir une bonne base de départ, avant d’appliquer cette fameuse correction différentielle.

Robert

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

[Suite]

1. Sur l’accrochage des alimentations HT, à l’issue d’une temporisation manuelle (cf. §.5.1 de mon message précédent).

La valeur à donner au condensateur de découplage du LR8N3 qui alimente l’étage déphaseur semble devoir être fixée à 4,7µF : Avec une valeur plus haute, ou plus basse, on accroche davantage.
Finalement comme cet accrochage est très bref – environ une seconde – j’ai commencé à regarder de travers les deux stabilisateurs à gaz OA2 et OB2 qui donnent la référence de tension à l’alimentation régulée à 385V. En effet, on remarque que c’est le temps qu’il faut à ces deux stabilisateurs à gaz pour s’amorcer et, par le fait, c’est le temps nécessaire pour que la HT soit régulée.

J’ai donc essayé sans temporisation manuelle, en allumant tout à la fois (chauffage des filaments des EL34 + polarisation + HT des anodes + HT régulée) :
Succès (!), zéro bruit.

En conséquence, j’ai ajouté à chaque LR8N3 un condensateur de découplage de 4,7µF et j’ai supprimé la temporisation des HT qui, dans cette configuration, est inutile.
A cet égard, je crois avoir lu quelque part (je ne sais plus où) que la temporisation de la HT ne serait véritablement utile que pour l’alimentation des tubes de forte puissance ; en tout cas, le sujet est controversé (?)

Le schéma du filtrage électronique couplé à celui de l'alimention régulée à 385V. est le suivant :

Filtrage-Elec_+_Regul.png (293.65 Kio) Vu 3625 fois

La résistance « R3 » est optionnelle ; son utilité est de pouvoir contrôler la polarisation du Darlington du filtrage électronique, pour qu’il encaisse une plus grande part de la chute de tension totale (415-385=30V.), dans le but de soulager d’autant le transistor ballast « Q5 » de la partie Régulation du schéma.

Je mets en ligne les fichiers Kicad :

FichiersKicad_Schema-Routage_FiltrageElecAlimRegul.zip

(61.49 Kio) Téléchargé 50 fois

2. J’ai une inquiétude sur le bon amorçage des stabilisateurs OA2 et OB2 dans une obscurité qui pourrait être totale : Ces stabilisateurs seront à l’intérieur de l’ampli et non pas à l’air libre comme les EL34.
Je vois, en effet, sur les notes du fabricant MAZDA (cf. page 5) que ce genre de stabilisateur est sensible à un effet photoélectrique, qui va décaler sensiblement le seuil d’amorçage.
https://frank.pocnet.net/other/MazF/Maz ... 2_1956.pdf

Qu’en pense-t-on ?

3. Pour l’instant, en sortie du PP EL34, sur charge résistive, je n’ai pas un signal bien carré ; le PP EL34 n’est pas en cause ; en effet, c’est l’étage déphaseur qui introduit, nouvellement, cette déformation (en effet, les essais précédents étaient pourtant bons – j’ai dû bouger un truc, voire un machin, dans les trop nombreux fils de connexion) ; je précise que le nouvel essai a été fait en déconnectant le PP EL34 du déphaseur.
Je soupçonne les résistances de blocage placées sur les portes des LND150 : Sur la simulation sous LTSpice elles sont à 10kΩ - c’est sans doute dix fois trop « dans la vraie vie ».

A voir…

R.S.

[Trappeur]

Salut Robert ,

Beau travail et qui occupe bien son monde .

J'ai une approche différente de la tienne pour les alimentations .
D'abord je me suis débarrassé des tubes OA2 et OB2 depuis longtemps , il y a beaucoup trop de fonctionnement aléatoire avec ces tubes .
Il y a aujourd'hui tout un choix de zener de précision , qu'on appelle même parfois "référence de tension" qui font le job bien mieux que ces tubes là .
Je me suis construit une petite maquette avec des zener 0,1% et une chaîne de resistances 0,1% aussi avec laquelle j'étalonne tous mes vieux contrôleurs à galvanomètre dont la plupart ont des impédances d'entrée de 100 MOhms sur tous les calibres et que je préfère de loin à tous les numériques .
J'ai aussi cesser d'utiliser des alimentations régulées comme celle de ton schéma au profit d'alimentations stabilisées sans rétro action beaucoup moins sujette aux complication .
Je te joins le schéma de principe d'une alim de ce type qui regroupe filtrage electronique et stabilisation ainsi qu'un ajustage précis que je conserve systématiquement tellement c'est pratique de pouvoir ajuster précisément la HT dans tous les cas .
Tu peux remplacer le Mosfet par un darlington de ton choix , mais si tu utilises un mosfet il faut ajouter impérativement une R de quelque kOhms au ras de la gate du bestiau pour calmer les risques d'oscillation.

Alim_Novotone.png (89.34 Kio) Vu 3542 fois

A+

[Totof]

Hello Trappeur

Tu peux rajouter que ton alimentation possède aussi une montée progressive en tension grâce à R5

Pour la source de courant un MJE350 et pour le mosfet un IRF820 à déplétion et bingo

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

Merci Trappeur
Merci Totof,

1. Une alimentation seulement stabilisée ne correspond pas au cahier des charges de ce projet, bien qu’il ne m’ait pas échappé que la grande majorité des schémas d’amplis à tubes ont, soit des alimentation filtrées, soit des alimentations stabilisées.

2. Je crois deviner que le schéma d’alimentation stabilisée dont tu fais état est le projet n°36 répertorié sur Novotone « Module haute tension stabilisée » : Électronique pratique n°332, novembre 2008 :
https://www.novotone.be/projets/module- ... stabilisee
Visiblement, ici, on a cherché à remplacer une zener haute tension par une flopée de composants, qui compliquent le schéma, mais sont nécessaires pour pallier son insuffisance.
Je crois donc deviner, aussi, que les zener haute tension étaient encore « très perfectibles » en 2008 ; c’était déjà le cas en 1980.
J’ajoute qu’il faut combattre la sensibilité aux variations de courant mais aussi la dérive en température des zener haute tension ; sur ces deux points, je ne pense pas qu’en 2024, les zener haute tension soient supérieures aux stabilisateurs à gaz – je serais évidemment heureux d’être contredit.

En 1980, j’avais un peu regardé la question des alimentations haute tension (Mais non, pas de stabilisateur à gaz : j’avais employé en 1980 une source de courant constant enfermée dans un boîtier isotherme) :
http://ermaia.copro212-75012.fr/AlimRegHT.html

Robert

[Totof]

Bonjour Robert_75012

L'alim de Trappeur est bien régulée et stabilisée en fait , on peut la faire pour le railpositif et négatif avec sorties multi-tensions
elle estconstituéed'une CCS de courant de 1ma en gros et d'un mosfet pour rester simple
Ci-dessous deux schémas type de ces alimentations qui existent avec quelques variantes

Capture d’écran du 2024-12-14 07-48-19.png (54.48 Kio) Vu 3372 fois

Capture d’écran du 2024-12-14 07-49-39.png (55.65 Kio) Vu 3372 fois

Bon samedi

[Trappeur]

Salut Robert,

Tu as tout à fait raison sur tous les points...c'est bien un schéma Novotone comme c'est d'ailleurs indiqué dans le nom du fichier .
les variations de température ont des conséquences mesurables sur les tensions délivrées avec les zener HT classiques , j'ai d'ailleurs déjà ajouté une CTN vissée sur le radiateur du mosfet dans la ligne de tension de la source de courant .
Mais depuis un certain temps déjà j'utilise des "référence de tension 10V " qui ont une stabilité bien supérieure et une précision surprenante .

Par contre j'insiste sur le fait que la stabilisation de la tension finale obtenue avec ces schémas permet d'alimenter même les étages de puissance en classe AB (presque B) très gourmants (PPP de 6550 par ex avec presque 600mA de swing de courant) sans la moindre influence sur le résultat , alors que la version régulée avec boucle de contrôle a une influence parfaitement audible (bon d'accord c'est à presque 120 Weff de sortie).

La bonne méthode avec ce schéma de principe c'est de prévoir au moins 30 à 40V aux bornes du mosfet et de ne pas hésiter à mettre une grosse capa réservoir en sortie (le Mosfet est protégé par des diodes à la coupure de la tension).
Le principe fait que le mosfet, avec sa pente de plusieurs ampères par volts, rechargera la capa réservoir 100 fois par seconde (en France) et que la gigantesque constante de temps dans la gate du mosfet (souvent 15MOhms et 2,2µF)
servira à la fois de montée progressive et de filtrage electronique masquant tous les pics de recharge.

Si tu as l'occasion essayes donc ce type de schéma .

A+

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

Merci Trappeur
Merci Totof,

1. Vu. J’étais focalisé sur mes préoccupations du jour, sans regarder les schémas proposés plus avant.
- J’adopte volontiers l’idée de remplacer un Darlington par un Mosfet de puissance : C’est élégant, plus simple, plus efficace ; comme je bidouille l’électronique seulement quelques mois par décennie, je vois que j’étais passé complètement à coté de l’idée.
- J’essaierai volontiers aussi ces alimentations stabilisées ; j’ai toujours utilisé des alimentations régulées (on a déjà remarqué que j’étais d’un caractère prudent...), mais comme il est dit dans le projet n°36 de Novotone, précité, l’important, en définitive, est d’avoir une alimentation d’une résistance interne suffisamment faible, peu importe donc le moyen.

2. Quant à la question du comportement des stabilisateurs à gaz dans l’obscurité, que j’avais soulevée supra, je ne vais pas trop m’embêter : Je percerai des trous d’aération, façon « puits de lumière » dans le châssis.

3. Sur l’autre question tenant à la tête (mauvaise) d’un signal carré en sortie du PP EL34, sur charge résistive, je n’ai pas trop avancé ; voilà ce que cela donne à 1000 Hz et à 200 Hz :

Signal-carre_1000H.jpg (290.27 Kio) Vu 3121 fois

Signal à 1 kHz

Signal-carre_200H.jpg (269.7 Kio) Vu 3121 fois

Signal à 200 Hz

Je cherche à corriger dans deux directions :

• diminuer un peu la valeur des résistances de blocage R5 et R10 des portes des LND150 du déphaseur (cf. le schéma de mon message du 25 juillet 2024).

• découpler l’alimentation donnant la polarisation négative des grilles des EL34 ; c’est-à-dire ajouter des condensateurs de découplage au pied des résistances de grilles R13 et R14 des EL34 (les fils de connexions sont bien trop longs) ; je n'en sais trop rien mais n’avoir qu’un seul condensateur de découplage, placé en amont des diviseurs de tension, n’est sans doute pas bien astucieux (cf. schéma infra).

Alim_PolarisationGrilles_PP-EL34_FP.png (318.94 Kio) Vu 3121 fois

Je n’ai pas avancé, faute d’avoir des jeux de condensateurs et de résistances adaptés (je viens de commander tout ça chez E44 à Nantes).

4. Sur la "ronflette" :
J'avais oublié de signaler la chouette vidéo de JIPIHORN n°47 :
https://www.youtube.com/watch?v=IdEfo9x389g
Je crois qu'il a bien traité son sujet (à noter des convergences et des différences avec ce qu'il en était dit dans mon message du 25 juillet 2024).

Passez de bonnes fêtes,

Robert

[Totof]

Sur l’autre question tenant à la tête (mauvaise) d’un signal carré en sortie du PP EL34, sur charge résistive, je n’ai pas trop avancé ; voilà ce que cela donne à 1000 H et à 200 H :
Je cherche à corriger dans deux directions :

Bonsoir Robert

J'y vois une self qui est montée avec une alimentation rapide, pour moi c'est incompatible, je sais que je hais les selfs mais il me fallait le dire désolé

[Robert_75012]

Bonsoir Totof,

Merci.

1. Cela y ressemblerait peut-être ; cependant, il n’y a aucune self : J’utilise le filtrage électronique couplé à l’alimentation HT régulée à 385 V, dont on a parlé supra.
Chaque étage à LND150 est alimenté sous 370 V. par un régulateur LR8N3 ; la HT des anodes des EL34 est filtrée avec une cellule en Π, CRC.
cf. le schéma de principe qui a été donné dans mon message du 25 juillet 2024 et la photo, du 3 décembre 2024, qui montre l'ensemble mis sous tension.

2, J’obtiens un signal carré en sortie du déphaseur (qui n’est pas trop mal) quand le déphaseur est attaqué en symétrique (cf. la photo de l’oscillogramme de mon message du 3 décembre 2024).
Cependant, quand une voie du déphaseur est mise à la masse, j’obtiens un signal carré déformé (moins déformé à 200 Hz, qu’à 1000 Hz.)

3. J’avais aussi essayé « pour voir » de court-circuiter les résistances de blocage R5 et R10 des portes des LND150 du déphaseur ; il y a un effet, cela donne ce type de déformation :

Signal-carré_R5R10_court-circuitees.jpg (286.64 Kio) Vu 3038 fois

Signal carré obtenu en court-circuitant R5 et R10.

Bonnes fêtes à tous.

Robert

[Robert_75012]

Bonsoir et bonne année 2025 à tous,

[Suite]

1. Quant au signal carré « arrondi », obtenu en sortie du PP EL34 :

• Finalement, la valeur élevée des résistances de blocage R5 et R10 des portes des LND150 du déphaseur (cf. le schéma de mon message du 25 juillet 2024) est hors de cause ; à cet égard, je n’ai vu à l’oscilloscope aucun effet, quand j’ai réduit cette valeur à 1kΩ (elle était de 10kΩ).

• Le mauvais découplage de l’alimentation donnant la polarisation négative des grilles des EL34 est également hors de cause (je me proposais d’ajouter des condensateurs de découplage (2,2 µF polypropylène) au pied des résistances de grilles R13 et R14 des EL34, étant donné que les fils de connexions sont bien trop longs).

• Il est apparu que la perturbation du signal, en sortie du PP EL34, est causée par la trop grande longueur (70 cm) des connexions entre les grilles des EL34 et le déphaseur. En effet, comme on l’a vu le PP EL34 est déjà câblé sur le châssis, alors que les circuits imprimés sont encore sur la table.

Avec ces longs fils le signal est déformé en sortie du déphaseur (cela même quand l’on retire les EL34 de leur support) ; sans ces longs fils, les signaux carrés sont corrects à la sortie du déphaseur :
Voir photo :

SignalCarré1kH_SansLongueConnexion.jpg (309.18 Kio) Vu 2453 fois

Tout cela rentrera dans l’ordre dès lors que les circuits imprimés seront fixés à proximité immédiate des EL34 (cf. mon message du 29 juillet 2024 sur l’implantation des circuits imprimés).

Pour autant, je garde en l’état les modifications qui viennent d’être faites (c’est à dire : valeur des résistances de blocage abaissée à 1kΩ et découplage à 2,2 µF de la polarisation des EL34) elles me semblent bénéfiques.

2. J’ai regardé comment vous vous y preniez pour conserver une impédance d'entrée constante, malgré les effets sur la source du potentiomètre d’entrée d’un amplificateur : Je vois que j’ai encore un train de retard, car j’en suis toujours à mettre des potentiomètres de 1 MΩ.

J’adopte donc l’idée, développée dans ce fil (P.Ben/Totof/Hoch/Yves07) :
http://www.audiyofan.org/forum/viewtopi ... e&start=15
A savoir :

• un potentiomètre de 47kΩ avec résistance série de 47kΩ,

• le tout en parallèle avec une résistance de 100kΩ.

3. Samedi et dimanche prochains, je m’attaquerai au réglage de la Correction Différentielle ®
(Bon, il est vrai que ça traîne en longueur, mais mon coin d’établi est à 130 km de Paris, par le fait, je ne peux qu’alterner les occupations).

Cependant, par curiosité, « pour voir », j’ai branché l’étage de la correction différentielle au déphaseur et au secondaire du Toroïdy ; cela, sans rien régler, avec les seuls réglages issus de la simulation sous LTSpice.
J’ai bien eu de la chance : J’ai pu voir cette correction différentielle en action :
Imagine-t-on qu’elle m’a tracé un signal carré relativement propre en sortie du PP EL34 ?, alors même que les fils de connexion PP EL34 / déphaseur font toujours 70 cm de long ?
Voir photo :

SignalCarré_Avec-Correction-Différentielle-non-réglée.jpg (285.87 Kio) Vu 2453 fois

Signal carré en sortie avec correction différentielle (réglée au pifomètre) , à comparer au signal carré « arrondi » de mon message du 17 décembre 2024.

On voit sur les plats de ce signal une oscillation parasite haute fréquence, que j’ai mesurée à 98 kH.
Je lui ferai la peau la semaine prochaine.

Tout cela met en confiance,

Robert

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

[suite]

Je me base, essentiellement, sur le long fil d’Arnaud, avec des « Questions / Réponses » :
viewtopic.php?f=3&t=444&p=6076&hilit=Ci ... 3%A9#p6076
et sur un autre fil d’Arnaud, plus synthétique :
viewtopic.php?f=3&t=585

Je suis arrivé à un résultat, sans trop galérer, mais ce n’est pas encore terminé :

1. Réglage de la boucle de réaction :

1.1. Le but est de réduire le niveau du signal prélevé sur la sortie, au niveau de celui du signal d’entrée.

Les deux signaux doivent être en phase.

Le réglage porte sur la cellule composée de R18 (soit une résistance talon + un ajustable) et du condensateur C9 (cf. le schéma de la simulation LTspice de mon message du 16 juin 2024).
Je comprends que R18 forme avec la résistance de polarisation R17 du LND150 un diviseur de tension, qui ramène une fraction de la tension de sortie sur le LND150 de l’étage de correction différentielle.
Cependant, comme R17 est aussi la résistance de polarisation du LND150, il y passe un courant qui fausserait un calcul simple ; il faut donc en tenir compte (par ailleurs, immanquablement, le courant passant dans R18 va modifier le point de polarisation du LND150).

1.2. J’ai cru plus pratique, dans ma situation (cf. mon message précédent), de procéder de la manière suivante :

• La boucle est « ouverte », c’est-à-dire que le condensateur de liaison C8 qui lie l’étage de correction différentielle à l’une des branches du déphaseur est mis à la masse.
• Toutefois, le LND150 de la correction différentielle reste sous tension (bien qu’il n’attaque rien) ; cela, pour tenir compte du courant de polarisation traversant R17.
• J’ai branché l’une des voies de l’oscilloscope sur le signal d’entrée (porte du LND150 de la correction différentielle) ; l’autre voie est branchée sur le diviseur de tension (source du LND150 de la correction différentielle).
• J’ai égalisé les deux signaux, en ajustant R18, jusqu’à faire coïncider les deux traces sur l’oscilloscope.
• J’ai vérifié que toucher au potentiomètre de volume ne vient pas modifier le résultat obtenu.

Voir photo :

Réglage_Boucle-réaction=Egaliser-les-niveaux.jpg (260.75 Kio) Vu 2085 fois

Trace bleue signal d’entrée ; trace jaune, fraction du signal de sortie.

Cette variante de la méthode préconisée par Arnaud est-elle bonne, ou y a-t-il un biais que je ne vois pas ?

1.3. J’obtiens en sortie un signal carré à 1kHz, à peu près convenable :
Photo

Corr-Diff_Signal_carré-1kH_sur-charge-résistive.jpg (277.07 Kio) Vu 2085 fois

Il faut rappeler que, en l’état, la correction différentielle doit corriger la déformation du signal qui a résulté d’une liaison trop longue (70 cm) entre les grilles des EL34 et le déphaseur (cf. mon message du 5 janvier 2025, supra).
Au demeurant, cette déformation prend la nouvelle forme suivante (à comparer avec celle de mon message précédent) :
Photo :

Sans_Corr-Diff_Signal_carré-1kH_sur-charge-résistive.jpg (289.95 Kio) Vu 2085 fois

1.4. L’amplificateur est stable dès lors que l’on ne touche pas au potentiomètre de volume ; en revanche, si on le secoue, il y a des bouffées d’oscillation haute fréquence qui reviennent avec une périodicité d’environ une seconde.
• Les valeurs des condensateurs de liaison sont celles du schéma de mon message du 25 juillet 2024, supra.
• Les HT de 385 V (écrans des EL34) et 370 V (LND150), qui sont régulées, ne bougent pas.
• La HT de 420 V des anodes des EL34 bougent d’une dizaine de volts.
• La tension négative de polarisation (régulée) des grilles des EL34 frémis d’un dixième de volt.

Qu’en pense-t-on ?
Je n’ai pas touché à la valeur (160 pF) du condensateur connecté en parallèle sur R18 (?).

2. Réglage des trois cellules RC, passe-bas, qui brident en fréquence le signal d’entrée à appliquer sur la porte du LND150 de l’étage de la correction différentielle :
A cet égard, je comprends que la résistance de blocage, R20, soudée au plus près de la porte du LND150 de l’étage de la correction différentielle, forme avec la capacité parasite du LND150, une quatrième cellule passe-bas (à noter que la valeur de cette capacité parasite est différente de celle d’un tube 12AX7).

Ce réglage reste à faire.

Pour débroussailler le terrain, j’ai tenté de copier la courbe de réponse des cellules RC passe-bas de deux schémas d’Arnaud, l’un qui utilise les deux triodes d’une 12AX7, l’autre une seule triode.
J’ai simulé sur LTSpice :
Photo d’écran :

Comparaison_LND150-12AX7-Moitié12AX7.png (113.59 Kio) Vu 2085 fois

Les trois schémas simulés sont les suivants :
Photo d’écran :

Comparaison_LND150-12AX7-Moitié12AX7_Schémas.png (82.61 Kio) Vu 2085 fois

a) Le gain du LND150 est plus important que celui d’une 12AX7 (on n’en doutait pas trop), ce qui favorisera le facteur d’amortissement de l’amplificateur.
b) On coupe beaucoup plus court que je ne le faisais (cf. la simulation donnée dans mon message du 16 juin 2024, précitée).

Je n’ai pas encore modifié le circuit imprimé d’essai ; les réglages sont encore ceux issus de la simulation du 16 juin 2024.
En effet, j’utilise des transformateurs Toroïdy « riches en fer et en cuivre », dont la bande passante est de : 8 Hz à 53 kHz, à -3 db.

A cet égard, je suis tombé sur un vieux et long fil de Farf40 (Farf40 = Farfouille?), où il est question de la correction différentielle appliquée aux fameux Toroïdy.
http://audiyofan.org/forum/viewtopic.php?f=60&t=9477
Je n’ai pas encore tout lu, j’en suis à la 2ème page (punaise, il y en a 18!).

Que conseilleriez-vous sur ce point ? (comme disent les juristes « qu’avez-vous à ajouter ou à retrancher » ?)


Robert

[Totof]

Bonsoir Robert

Il faut déjà commencer par le début et mesurer la bande passante et phase de ton ampli en boucle ouverte avec tes transfos Toroidy
in situ dans ton ampli

ensuite adapter les composants du filtre RC d'entrée de Cdiff pour se rapprocher de celle du transfos de sortie, sur ce point LTspice est trop
optimiste souvent , et comme déjà dis quid du modèle des tubes et du Mosfet à déplétion

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

[Suite]

1. Merci Totof.

1.1. Comme dit dans mon message précédent, Farf40 a essuyé les plâtres (cf. le lien que j’avais mis sur ses messages) ; il utilise des transformateurs de sortie Toroïdy et un PP de 6L6, c’est-à-dire qu’il utilise, comme moi, le modèle "TTG-EL34 PP" de Toroïdy, qui est commun aux EL34 et aux 6L6.
https://sklep.toroidy.pl/en_US/p/TTG-EL ... imilar/562
Il a tracé les courbes de réponse de ce modèle et a ajusté les cellules RC passe-bas en conséquence.
Je mets mes pas dans les siens (j’ai bien vu que le terrain est miné).

1.2. Pour tracer cette bande passante, Farf40 dit avoir utilisé la méthode « symétrique » d’Yves ; je n’ai pas trouvé d’explications sur cette manip’, on reste sur sa faim ; pourrait-on donner un lien sur un sujet où des explications sont données ?

1.3. Sur les modèles de tubes et du LND150 sous LTSpice :
Sous LTSpice XVIII, apparemment, seuls les modèles de DUNCAN fonctionnent.
Pour le LND150, j’ai le modèle mis en ligne par SUPERTEX et un modèle « LND150H » pêché sur le web qui fonctionne bien pour certains types circuits.
J’ai corrigé le paramètre VTO du modèle de SUPERTEX pour mieux faire cadrer les valeurs de polarisation avec celles que j’avais relevées. J’ai nommé cette variante LND150A ; je donne ci-après ces deux modèles (cf. Schéma LTSpice).

2. Je remarque, à la suite de Farf40, l’intérêt qu’il y a de réduire le nombre de cellules RC passe-bas de l’étage de correction différentielle (dès lors que la bonne qualité du transformateur de sortie le permet).
En effet, jusqu’à deux cellules, le déphasage que l’on provoque est inférieur à 160°, même au-delà du MHz.
On note qu’utiliser une seule cellule n’apporte rien et fait perdre en souplesse de réglage :

Comparatif-1RC-2RC-3RC.png (213.17 Kio) Vu 1104 fois

Comparatif-1RC-2RC-3RC__Schéma.png (320.75 Kio) Vu 1104 fois

Comparatif_1RC-2RC-3RC_vto.asc.zip

(4.74 Kio) Téléchargé 20 fois

Nota bene :
Au chargement de mon fichier, LTSpice XVIII, qui ne connaît (évidemment) pas le composant « LND150A » laissera un blanc et enverra un message d’erreur ; il suffit de combler ce blanc avec le composant standard « nmos » et de remplacer le nom « nmos » par « LND150A », à même le schéma.

ERRATUM du 5 février 2025 :
Dans le fichier ZIP mis en ligne le 4 février 2025, « Comparatif-1RC-2RC-3RC.asc » (qui a été téléchargé huit fois), le paramètre VTO du modèle LND150A est resté fixé malencontreusement à sa valeur initiale qui est de -2.0. Cette valeur est celle du modèle SUPERTEX.
La modification proposée est de réduire cette valeur (à choisir dans une plage allant de -1.2 à -1.8).
Sur le modèle LND150H, le VTO est à -1.4.
D’après ce que je crois avoir compris, le VTO fixe la valeur à laquelle le LND150 simulé est à l’état bloqué.
J’ai corrigé cela dans le nouveau fichier mis en ligne.

L’objet principal de mon schéma LTSpice est de regarder quelle peut être l’influence du nombre de cellules RC sur une courbe de déphasage.

3. Je suis en train de tester quelle serait la bonne valeur d’une « capacité de neutrodynage » à mettre sur le LND150 de l’étage de correction différentielle ; cela, en partant de la valeur trouvée par Farf40 :
Je vais tortiller deux bouts de fils isolés, maintenus ensemble dans une gaine thermorétractable.

4. Il faut que je m’achète un capacimètre capable d’une bonne précision sur l’échelle des pF, pour ne plus avancer à l’aveuglette.



Robert

[Totof]

Bonsoir robert

Plusieurs choses

- concernant les modèles Duncan , non je suis désolé tout tourne sous LTspice XVIII, même des modèles perso retraivaillé pour mes simulations perso

- concernant la methode de Daniel il n'y a aucune difficulté , il se servait de son matériel de manière conventionnelle , un GBF et un Scope et il trace point par point
sur une feuille de papier pour tracer le bande passante à la main , on peut faire pareil avec un oscilloscope et GBF intégré, style PCSGU250 de Velleman ou un Picoscope
en mode automatique avec la fonction bode

- concernant ton fichier asc , pour l'avoir regardé il ne fontionne pas , voir le fichier log pour voir les erreurs de simultion, un simulateur reste un simulateur
autrement dit si tu lui donne de mauvaises instructions il ressort un résultat érronné, il y a déjà deserreurs de connexions decomposants qui mette le simulateur en mode
solution par défaut ( très très loin de la réalité )

- concernant le neutrodynage , auncun signe de cette résitence dans ton schéma et Daniel a trouvé empiriquement la solution qui fonctionne mais attention
cette résistence est très complexe à mettre en oeuvre et il faut impérativement avoir un ampli stable et fonctionnel en boucle ouverte avant de vouloir jouer
jouer avec ce concept surtout avec une corection différentielle dans la boucle, a ma connaissance personne a part Daniel n'a poussé aussi loin l'utilisation de cette
résistance de neutrodynage, je pense que vu ton schéma tu parles d'autre chose que le principe de contre réaction locale entre les anodes du déphaseur que Yves Monmagnon a initié dans son PP de ECL86 à la base

Donc revenir aux bases réelles de ton montage, mettre au point ton déphaseur avec tes LND150 et nous montrer tes résultats en boucle ouverte

Pas besoin d'acheter un capacimètre pour ce projet, pour connaître le transfo PP Toroidy une double cellule RC avec 10K-56p et 10K-10P n'est pas adéquat
mais ce n'est qu'un détail

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

Merci Totof.

[Suite]

1. Je réponds à la question que j’ai posée dans mon message ci-dessus du 14 janvier 2025, à propos du vieux fil de 18 pages de Farf40.
Dans ce premier schéma (août 2018, révision 16), on note un double passe-bas RC sur l’une des deux entrées du circuit correcteur différentiel et une sorte de neutrodynage (qui est, je crois, appelé « effet super-Miller » dans ce fil), soit une capacité de 5,1pF en série avec résistance de 1kΩ, soudée entre l’anode et la grille d’une 6N2P-EB.

Plutôt que de s’embêter à neutrodyner au doigt mouillé, il fallait être rusé et voir que Farf40 avait également concocté un deuxième schéma utilisant toujours le même transformateur de sortie que le mien, soit le "TTG-EL34 PP" de Toroïdy, tout en se passant de neutrodynage.
Voir ce fil et ce schéma (octobre 2020, révision 8) :
http://www.audiyofan.org/forum/viewtopi ... =60&t=9879
Totof, que l’on remercie, en avait fait le routage et le circuit imprimé pour qui voulait reproduire le beau PP de Farf40.

2. Je suis donc parti du schéma d’octobre 2020 :

• Double RC à l’entrée du circuit de correction différentielle (12kΩ/68pF et 12kΩ/82pF), attaquant une résistance de fuite de grille (porte) réduite à 560kΩ.
• Condensateur de liaison entre le circuit de correction différentielle et le déphaseur de 33nF, pour une résistance de fuite de 1MΩ.
• Condensateurs de liaison entre le déphaseur et le PP d’EL34 de 7µF, pour des résistances de fuite de grille réduites à 100kΩ (voir ci-dessous §4).

Il fallait ensuite traquer, en boucle ouverte, le seuil à partir duquel apparaît un déphasage de 90° entre les deux entrées du circuit de correction ; cela est bien expliqué par Arnaud dans ce fil (cf. son message du 14 octobre 2017) :
viewtopic.php?f=3&t=640&p=8783&hilit=carreaux#p8783

3. Il y a deux façons :
- Tracer de belles courbes de Lissajous.
- Utiliser la méthode des 9 carreaux, préconisée par Arnaud
http://cloverde.free.fr/devoirs/9caro/9caro.htm

Pour ce qui nous intéresse, on s’aperçoit vite que les courbes de Lissajous sont exploitables pour des fréquences en dessous de 40KHz (environ) :
(Photo Lissajous à 18KHz)

Lissajous_18kHz.jpg (334.5 Kio) Vu 760 fois

Mais dès lors que l’on monte haut en fréquence, c’est carrément inexploitable, on ne voit rien (!) :
(Photo Lissajous à 100KHz et à 200KHz)

Lissajous_100KHZ-200kHz_reduit.png (279.08 Kio) Vu 760 fois

Il faut continuer avec la méthode des 9 carreaux : Je vois alors que mon schéma frôle les 90° de déphasage aux alentours de 100KHz :
(Photo « 9 carreaux » à 100KHz)

9-Carreaux_100KHz.jpg (307.77 Kio) Vu 760 fois

A cet égard, j’ai vu que même à 150/200KHz le PPEL34 débitait encore pas mal :
(Photo Sortie HP sur 8Ω à 150KHz, sur un deuxième oscilloscope)

Sortie-HP_150KHz_reduit.png (183.29 Kio) Vu 756 fois

Je vais donc reprendre le filtre passe-bas d’entrée pour passer d’une correction « sévère mais juste » à une correction « juste sévère », en jouant avec les condensateurs ajustables ; pour l’occasion, je viens d’acheter un beau capacimètre.
Il y aura toujours une solution : J’avais déjà entrevu le paradis et la ligne d’arrivée (cf mon message du 5 janvier 2025, §3, supra),

4. Comme dit ci-dessus, j’ai dû réduire la valeur des résistances de fuite de grille des EL34 de 518KΩ à 100KΩ ; en effet, le faible courant qui y passe me faisait quand même perdre plus de 2V sur la tension de polarisation négative (fixe et régulée) ; j’ai donc limité les dégâts en réduisant cette valeur à 100KΩ.
C’est un coup que je n’avais pas vu venir : J’avais calculé trop juste la polarisation régulée.

Je vais être éloigné de mon atelier pendant deux longues semaines.

Robert

[Robert_75012]

Bonsoir à tous,

[Suite]

Succès (!)

1. Je ne me suis pas dépatouillé seul :
J’ai, en effet, tiré profit d’une remarque qu’Arnaud avait faite à Chanmix, dans un vieux fil, tenant à combiner deux filtres :
- l’un à l’entrée du tube de la correction différentielle (RC à n-cellule) ;
- l’autre sur l’anode du même tube (CR).

J’ai pu enfin me débarrasser des bouffées à haute fréquence, que je traîne depuis mon message du 14 janvier 2025 ; la stabilité est maintenant bonne.
Je craignais que les difficultés à trouver une stabilité suffisante aient pour cause un trop grand gain du LND150 (en effet, je crois avoir lu quelque part que le déphasage est difficile à maîtriser quand le gain est trop important sur l’étage de la correction différentielle (?) – à cet égard, le gain du LND150 n’est pas celui du tube ECC83).
Heureusement ça passe (!)

Photo signal carré 20Hz

Carré_20Hz.jpg (390.15 Kio) Vu 329 fois

Trace bleue, sortie du GBF ; trace jaune, sortie du PP EL34 (résistance 8Ω)

Photo signal carré 1kHz

Carré_1kHz.jpg (393.85 Kio) Vu 329 fois

Trace bleue, sortie du GBF ; trace jaune, sortie du PP EL34 (résistance 8Ω)

En revanche un signal carré à 10kHz est décevant ; j’ai eu la main trop lourde.
Photo signal carré 10kHz

Carré_10kHz.jpg (409.53 Kio) Vu 329 fois

Trace bleue, sortie du GBF ; trace jaune, sortie du PP EL34 (résistance 8Ω)


2. Le conseil d’Arnaud est diablement efficace :
J’ai simulé sur LTspice XVII le diagramme de Bode, avec :
- une quadruple cellule à l’entrée du LND150 de la correction différentielle (12kΩ+33p)
- une cellule CR (4,7nF+2,9kΩ) sur le drain du même LND150.
On obtient une bande passante bien plate (à zéro dB) de 1Hz à 40kHz ; ensuite c’est coupé raide.
On compare ce résultat avec ceux obtenus auparavant :

Photo : comparatif 4RC+fCR

Comparatif 4RC+fCR 1RC 2RC.png (56.5 Kio) Vu 329 fois

Photo : comparatif 4RC+fCR (Schéma)

Comparatif 4RC+fCR 1RC 2RC_Schéma.png (44.04 Kio) Vu 329 fois

Remarques :
• Sur ce schéma, il est à noter que l’on peut réduire le nombre des cellules RC à l’entrée de l’étage de la correction différentielle – voire, les supprimer (on sait qu’avant d’utiliser ces cellules RC à l’entrée, Arnaud utilisait un filtre CR sur l’anode du tube de la correction différentielle).
• Je joins, ci-dessous, le fichier « *.asc » de la simulation:

• Comparatif_1RC-2RC-4RC+fCR.asc.zip

  (5.04 Kio) Téléchargé 16 fois

• Avec une aussi belle bande passante, on exploite pleinement le TTG-EL34-PP de Toroïdy, dont Farf40 avait relevé la courbe de réponse :

BandePassante_TTG-EL34-PP_Toroïdy(Farf40).jpg (319.49 Kio) Vu 329 fois

3. Avec cette simulation, j’ai aussi mieux compris l’effet de la capacité (noté C13 sur le schéma de la simulation), qui est placée sur le retour du secondaire du transformateur de sortie :

Photo C13

Effets_ValeurC13_Bode.png (45.12 Kio) Vu 329 fois

4. Bon, c’est de la simulation…
Il reste à trouver les bonnes valeurs des cellules RC et CR à mettre « dans la vraie vie » ; en effet, je sais par (malheureuse) expérience que LTspice donne des valeurs approchées, qui sont à affiner.
Mais c’est déjà bien : cet amplificateur « en devenir » tourne convenablement avec les valeurs relevées sur le schéma ci-dessus, (référencé « 4RC+fCR »).
J’ai branché une petite enceinte, on écoute le « la, à 440Hz » au GBF (à défaut d’écouter les concerts sur France-Musique). J’ai aussi noté qu’avec l’entrée mise à zéro, l’amplificateur est vraiment silencieux – encore davantage qu’en boucle ouverte.

• Je suis en train de potasser le mode d’emploi de mon oscilloscope numérique pour tracer une FFT.
• J’ai trouvé un ensemble de quatre vidéos sur la prise en main de ces oscilloscopes ; la dernière porte sur la FFT : https://www.youtube.com/watch?v=313HwD ... gKHhsVyMNE
• Je cherche un moyen simple de tracer un diagramme de Bode
• Je cherche un moyen de relever les distorsions sans distorsiomètre.


Robert

[Totof]

- une cellule CR (4,7nF+2,9kΩ) sur le drain du même LND150.

• Avec une aussi belle passante, on exploite pleinement le TTG-EL34-PP de Toroïdy, dont Farf40 avait relevé la courbe de réponse :

BandePassante_TTG-EL34-PP_Toroïdy(Farf40).jpg

Hello Robert

Tu avance , super, ça finira par le faire

Pour info sur un transfo Toroidy quasi identique la cellule CR sur l'anode de la CDiff a pour valeur 1.2 nf et 820 ohm
plus de boufée HF bande passante aussi large que Daniel et temps de montée plus faible

Pour mon info pourrais tu publier ton fichier log de simulation stp, j'arrive pas a valider ta simulation, mon LTspice se met en mode réponse par défaut

[Robert_75012]

Bonjour Totof,

Merci.

Sur une difficulté à ouvrir le fichier *.asc, mis en ligne dans mon message précédent :

Voir ci-après, le fichier log demandé.

Comparatif_1RC-2RC-4RC+fCR.log.zip

(885 Octets) Téléchargé 13 fois

1. Quel est le composant qui bloque le chargement du fichier : LND150A ou 6AQ7 ?

• LND150A : Il ne peut être chargé qu’en suivant les indications données dans mon message du 3 février 2025 :

Nota bene :
Au chargement de mon fichier, LTSpice XVIII, qui ne connaît (évidemment) pas le composant « LND150A » laissera un blanc et enverra un message d’erreur ; il suffit de combler ce blanc avec le composant standard « nmos » et de remplacer le nom « nmos » par « LND150A », à même le schéma.

• 6AQ7 : C’est la tétrode des modèles Duncan ; il peut être avantageusement remplacé par un autre modèle.

2. Il se peut aussi que le problème provienne d’un emplacement différent des bibliothèques :
En effet, en essayant d’ouvrir l’un de tes projets, je me suis aperçu que la structure des répertoires que tu utilises est différente de la mienne :

• Totof = Disque C : > Programmes > LTC > LTspiceIV > Mes projets

• Ma Pomme = Documents > LTspiceXVII > lib

[mes propres projets sont dans des sous-répertoires de LTspiceXVII]

Je n’ai pu tourner la difficulté qu’en dupliquant, pour l’occasion, ta structure de répertoires et en versant tous les fichiers *.inc à utiliser dans le sous-répertoire « Mes projets » nouvellement créé.

Robert

[Totof]

Bonjour Robert

Pour ma part j'arrive à ouvrir le fichier .asc et je l'ai modifié avec mes chemins et mes modèles , pour info je suis sous Linux d'ou la différence avec tes chemins
et cela ne change rien au non fonctionnement de cette simulation
Dans mon ordi j'ai modifié le .asc avec mes modèles de tubes et un modèle de LDN150A

Après lecture du log , je confirme que ta simulation est en mode dégradée et que tu as une mauvaise connexion sur un tube avec plusieurs terminaisons qui aboutissent sur le même noeud

Ton log devrait marqué "Direct Newton iteration succeed"

Sinon LTspice donne de bon résultat quand il est bien nourri

[Robert_75012]

Re-bonjour Totof,

1. Sur le fichier *.log :

Les connexions manquantes qui apparaissent en « warning » sont celles des filtres CR sur les drains des LND150 des variantes « une cellule » et « deux cellules » ; elles sont « en l’air ».
Ci-après les fichiers *.asc et *.log dans une version où tous les composants présents sur le schéma sont connectés.

Comparatif_1RC-2RC-4RC+fCR_Tout_connecté.zip

(5.86 Kio) Téléchargé 17 fois

Il n’y a alors plus d’erreur.

2. Un coup de main sur les questions posées hier (11 mars 2025) ?

• Je cherche un moyen simple de tracer un diagramme de Bode
• Je cherche un moyen de relever les distorsions sans distorsiomètre.

Robert

[Totof]

Re

Je regarderai tes fichiers ce soir, suis au travail là

Pour le bode à moins d'avoir la fonction intégrée à l'oscilloscoppe il faut le faire à la main

Pour la distorsion il y a une méthode avec la fenêtre ou on voit les raies après la fondamentale
Avec un calculateur sur le net du nom de "Spiegel audio " De tête, pareil j'ai le lien à la maison ce soir, le calculateur calcul la thd en fonction de l'écart en dB

Edit avec le lien du site pour convertir les dB en pourcent de THD
voir sengpielaudio.com

[René]

Bonjour à tous.

Bode:

LTSpice-Tracer un diagramme de Bode


Et pour la mesure de distorsion: carte son + logiciel audio:

Visual Analyser

ARTA Software

[Robert_75012]

Bonjour à tous,

Merci Totof,
Merci René.
Je regarde cela ; j’essayerai de relever les distorsions la semaine prochaine.

[Suite]

1. Réglage de la cellule de filtrage CR sur le drain du LND150 de l’étage de la correction différentielle (dont il était question dans mon message du 11 mars 2025) :

Je suis arrivé à C = 5,3 nF et à R = 470 Ω.
Avec ces valeurs, les carrés dans le haut de la bande passante ont meilleure mine :
[Trace bleue signal d’entrée – Trace jaune signal de sortie]
Carré à 10 kHz

Carré-10kHz.jpg (390.59 Kio) Vu 57 fois

Carré à 20 kHz

Carré-20kHz.jpg (397.51 Kio) Vu 57 fois

Dans le bas de la bande passante les carrés restent beaux :
[Trace bleue signal d’entrée – Trace jaune signal de sortie]
Carré à 20 Hz

Carré-20Hz.jpg (353.25 Kio) Vu 57 fois

Carré à 10 Hz

Carré-10Hz.jpg (357.59 Kio) Vu 57 fois

Comme je ne suis pas expérimenté, j’ai jugé de la qualité acceptable de mes carrés en prenant comme étalon la série de photos des signaux carrés que Farfouille/Farf40 a mis en ligne, quand il a vendu son bel amplificateur à PP de 6L6 (dont il était question dans mon message du 3 février 2025, ci-dessus).
viewtopic.php?f=16&t=799#p12222

2. Relevé rapide de la bande passante de l’amplificateur (sous charge résistive de 8 Ω) :

Il apparaît que la bande passante est plate (à zéro dB) jusqu’à 32 kHz ; à 56 kHz, on est à - 3 dB ; j’ai continué jusqu’à 150 kHz, sans avoir remarqué de rebond.

Pour juger de la largeur de la bande passante, j’ai tiré profit d’une astuce présentée dans une vidéo; il s’agit de « La méthode des huit carreaux », dans laquelle on utilise un oscilloscope numérique :
https://www.youtube.com/watch?v=u6Pzq3r83EE
• On règle l’oscilloscope de manière à ce que le signal de sortie de l’amplificateur à tester occupe 8 carreaux à l’écran, soit 4 carreaux pour chaque alternance positive et négative ; le signal de sortie de l’amplificateur à tester vaut alors 4 carreaux.
• On sait (pas moi) que 4 / √2 = 2,828 ; c’est à dire, environ - 3dB ; on place, alors, un curseur à un carreau + une division du réticule de l’écran de l’oscilloscope.
• En balayant en fréquence toute la bande passante avec un GBF, on sait que le signal de sortie de l’amplificateur a franchi à la baisse - 3dB quand le curseur est franchi.

Position de départ ; le signal occupe tout l’écran, soit 8 carreaux :
[Trace bleue signal d’entrée – Trace jaune signal de sortie]

SignalSortie-1kHz.jpg (444.25 Kio) Vu 57 fois

A 32 kHz, l’amplitude du signal de sortie n’a pas encore baissé :
[Trace bleue signal d’entrée – Trace jaune signal de sortie]

SignalSortie-32kHz.jpg (475.71 Kio) Vu 57 fois

A 56 kHz, on est à – 3dB :
[Trace bleue signal d’entrée – Trace jaune signal de sortie]

SignalSortie-56kHz.jpg (456.65 Kio) Vu 57 fois

De 56 kHz à 150 kHz, la force du signal baisse régulièrement, sans rebond.
[Trace bleue signal d’entrée – Trace jaune signal de sortie]

SignalSortie-150kHz.jpg (461.67 Kio) Vu 57 fois

3. Transformée de Fourier rapide (FFT) sur un oscilloscope numérique :

J’ai tiré parti de deux vidéos :
- https://www.youtube.com/watch?v=RWdbspiNpMU
- https://www.youtube.com/watch?v=JBtxBorgCCw

Les résultats interrogent :

• Sur un signal sinusoïdal en entrée, on voit la fondamentale, mais on ne voit pas les harmoniques quand on est en position « Vrms » ; alors qu’on les voit bien sur un signal carré ou triangulaire.

• Toujours sur un signal sinusoïdal, mais en sortie « dBrms », on voit la fondamentale noyée dans du bruit de fond (on a le mème niveau de bruit de fond en débranchant la sonde de l’oscilloscope).

Qu’en pense-t-on ?

4. Pour gagner du temps, je vais d’ores et déjà router un nouveau circuit imprimé et passer commande à mon graveur.
A noter que la valeur de certains composants peut encore varier, dans la mesure où je n’ai pas encore optimisé ni la quadruple cellule de filtrage à l’entrée « porte » du LND150 de l’étage de la correction de la correction différentielle, ni la valeur du condensateur placé en parallèle sur l’entrée « source » du mème LND150.

Je posterai le schéma mis à jour et le nouveau routage du circuit imprimé quand tout aura été bien réglé.

Robert.