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| Auteur | Sujet: Un amplificateur | |||||
   Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s)   |
posté le 15-03-2007 14:58
   
Hello ! L'élucubration du jour quelque part entre un McIntosh et un QuadII et avec des tubes disponnibles sur les étagères. Les enroulements de cathodes représentent 33% de la charge totale, le reste (66%) est dans les anodes. Pour disposer des 118V càc nécessaires sur les grilles des finales, le déphaseur/driver utilise des penthodes (pour le gain) et un "bootstrap". Le gain résultant est trop important et la charge de cathode étant plus faible que dans un McIntosh, le bootstrap devrait transformer l'ampli en oscillateur. Mais si on remplace les 6AU6 par des triodes, le gain est insuffisant. Le bootstrap est trés (trop !) efficace du fait de la résistance interne (Rp) élevée des penthodes. D'où l'alimentation de leurs écrans depuis leurs anodes respectives qui les fait se comporter comme des triodes (R6 et R7). Et, comme les écrans sont au même potentiel continu, la valeur de R5 peut être choisie judicieusement (autrement dit par tatonnement successifs) pour obtenir exactement le gain souhaité. Vos commentaires et suggestions sont les bienvenus. Yves.
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| Auteur | Sujet: Un amplificateur |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s)  | posté le 17-03-2007 17:01 Bonjour Yves ! Pas banales les 6Y6 ! Le couplage par R5 me rappelle un peu l’ampli Kora Flash, montage EL84 Ultra Linéaire sans aucune autre CR. Ils conseillent un réglage à l’oreille du pont R5. Pour le reste, j’attends d’avoir modélisé les 6Y6. J’ajouterai peut-être des résistances de grille. Type des Q1 Q2 ? Arnaud H. |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 17-03-2007 18:12 Arnaud Haegele a écrit: > > Bonjour Yves ! > Pas banales les 6Y6 ! Le couplage par R5 me rappelle un peu l’ampli Kora Flash, montage EL84 Ultra Linéaire sans aucune autre CR. Ils conseillent un réglage à l’oreille du pont R5. Je ne connais pas cet ampli. Un lien peut être ? Tu veux dire une méthode similaire mais sur les écrans des finales ? Il y a un fil trés intéressant et trés actif à ce sujet ici: http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?s=&postid=1160564#post1160564 > Pour le reste, j’attends d’avoir modélisé les 6Y6. J’ajouterai peut-être des résistances de grille. La 6Y6 est la grand mère de l'EL86 / UL84 ! Peu de tension, beaucoup de courant. J'ai quand même du me laisser aller pour la charge, plutôt 4K que 2K8 ! Quelles grilles ? Ah ! grid stoppers ! > Type des Q1 Q2 ? Bof ! 20Volts et 5mA, n'importe quel NPN ! 2N2222 ? J'ai fini le plan de perçage du chassis. Il me reste à dessiner l'alim et à bobiner le transfo. Le transfo de sortie provient des gras de ce forum: http://www.audiofaidate.it/forum/ et plus précisément: http://www.audiofaidate.it/forum/topic.asp?TOPIC_ID=266 Si tu comprende un poco l'Italiano ! ! Yves. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) | posté le 18-03-2007 11:07 Voilà ce que j'ai retenu de cet ampli qui peut se passer d'étage d'entrée. Je me souviens que des petites résistances talon, non représentées permettent d'ajuster les courants de repos. Je l'avais écouté et noté une dominante dans le bas médium peut-être liée à un amortissement trop faible. Arnaud H.  |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 18-03-2007 12:59 Hé hé hé ! http://www.dissident-audio.com/PP_ECL86/Page.html Sans les prises écrans. Gingertube à DIYAUDIO en a fait plusieurs versions aveec des tubes divers, je ne retrouve pas le fil ! Yves. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) | posté le 19-03-2007 14:26 Bonjour Yves ! Les premières analyses qui ne portent que sur l’étage de sortie, montrent l’influence néfaste du condensateur de découplage C3 des grilles écrans. Il se décharge dans les tubes lors des phases négatives des cathodes. Cela ajoute des distorsions, il reste toujours un courant parasite de cathode même quand le tube concerné est au cut-off. Arnaud H. Modifié le 19-03-2007 14:26 par iriaax |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 19-03-2007 14:53 Euh ? ? Après reflexion, rien ne vaut une bonne régulation de la tension d'écran ! Ou augmenter le courant dans R12 -> R13 ? Yves. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) |  posté le 19-03-2007 16:04 Il faut que je revois quand même mon modèle de courant d'écran qui me semble bien imparfait. Arnaud H. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) | posté le 19-03-2007 18:08 J’ai affiné la modélisation du courant d’écran, ça va mieux ! Auparavant ce courant était bien trop fort. Pour l’étage de sortie seul, il me reste à entrer les inductances en Henry de chaque primaire anodique et cathodique pris isolément ainsi que du secondaire. Je préfèrerai partir de tes valeurs réelles…à froid, charge déconnectée. Arnaud H. |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 19-03-2007 18:59 Je mesure ça aprés la soupe ! Merci. Yves. |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 20-03-2007 10:25 Voilà, aprés la soupe, la nuit et le petit dej ! -1 enroulement de cathode (459 spires) : 29H -1 enroulement d'anode (918 spires): 122H -Secondaire (147 spires): 3.2H Chargé par 8 Ohms, l'impédance TOTALE (anodes + cathodes = 2754 spires) serait de 2K8. Yves. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) | posté le 20-03-2007 14:14 Tu as dû forcer un peu ! Ce sera un ampli pour la voie grave…voir la courbe de réponse ci-jointe de l’étage de sortie seul (sans CR). Avec moins d’inductance j’ai obtenu quelque chose de très correct en bande passante. Il semble que 40mH au secondaire soit un maximum. On en reparle un peu plus tard. Arnaud H.  |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 20-03-2007 14:44 C'est effectivement étrange. Pourtant les valeurs d'inductances sont sensiblement proportionnelles au carré du nombre de spires. Ca nous ferait un AL de 140µH par spires carrées, donc un total 1000H pour la totalité du primaire ! A suivre . . . Yves. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) |  posté le 20-03-2007 16:49 Il y a encore un espoir : Cette simulation est faite avec un coeff de couplage de 0.999 Avec K=0.99999 c'est bon (-3dB à 40KHz) ! Arnaud H. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) | posté le 21-03-2007 11:38 Bonjour Yves ! Les lois de la physique font que pour les inductances élevées, c’est le cas pour ton transfo, il suffit de petites capacités parasites pour provoquer un accrochage dans la bande utile des tubes. Ici jointe une simulation avec 20pF+100pF+20pF aux primaires et 5pF au secondaire, plus celles des tubes. L’accrochage vers 500KHz se produit à travers les résistances de grille et les générateurs sinus. Il faut porter les résistances de grilles en série à 400K pour calmer le jeu. Avec un coeff de couplage réduit à 0.9999 ça oscille plus bas, vers 170KHz. Dur dur, la simulation des transfos ! Arnaud H.  |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 21-03-2007 11:56 Comme tu dis ! Et il y a aussi des capacités bien plus importantes, spécifiquement dans CE transfo, entre les primaires et le secondaire. Je les estime de l'ordre du nanofarad ! Il a été bobiné avec une trés faible épaisseur d'isolant entre primaires et secondaire pour améliorer le couplage, mais . . . voilà ! De plus, il est évident que le couplage cathode anode à travers un tel composant ne simplifie pas les choses. On a toutes les chances d'obtenir un bel oscillateur quand la phase aura fait un demi tour ! Et aprés, le bootstrap sur le driver laisse craindre encore pire. Yves. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) |  posté le 21-03-2007 14:12 Je constate (graphe de phase ci-joint) que l'effet capacitif entre primaires et secondaire se traduit par une seconde résonnance ici à 200KHz. Par contre et c'est intéressant : l'étage de sortie à l'air étonnament plus stable ! Serais-je devenu optimiste ? Arnaud H.  |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) | posté le 21-03-2007 17:08 Parlons distorsions. L’étage de sortie seul sans CR autre que les bobinages de cathodes présente une distorsion impaire d’environ 2% (h3 et h5) Au delà de 6W on rentre dans le domaine des Vgk positifs, avec un swing de 50V c-à-c. Un swing de 80V semble une limite (16W). Toutefois les modèles gèrent mal les Vgk positifs par manque de données constructeurs. Quelque soit le swing, on se situe toujours vers les 10W de dissipation moyenne par tube avec les –16V de polarisation. Je conseille une résistance série d’au moins 1K sur les grilles. Je ne me prononce pas sur la bande passante dans le haut du spectre, car vue la forte inductance primaire elle dépend fortement du coeff de couplage. C’est l’ajout de capas parasites de 500pF au total entre primaires et secondaire qui a permis ces simulations en faisant disparaître les accrochages. Disons leurs merci ! Arnaud H. |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 21-03-2007 18:35 Une inductance primaire aussi élevée est inutile, au moins dans ce contexte où l'impédance de charge est basse. Moins de spires la réduirait mais en augmentant l'induction. Il reste de la marge ! Ce coefficient de couplage mystèrieux (au moins pour moi) semble dépendre (entre autres) du rapport entre les inductance primaires et secondaires, où peut être entre l'inductance primaire et l'inductance de fuite ? Cette dernière est influencée par la géometrie du bobinage, mais augmente aussi comme le carré du nombre de spires primaires. Première loi de la "transformatique": Ne pas mettre plus de spires que strictement nécessaire ! ! Concernant le fonctionnement avec des grilles positives, le driver et surtout les condensateurs de liaisons ne le permettent pas sans que la polarisation ne se mette à faire le yoyo. Oublions ! Quand aux capas parasites, pour l'instant JOCKER ! Disons qu'elles écroulent le Q du passe bas qui se rapproche d'un premier ordre ? ? Par contre, je serais intéressé de savoir comment évolue la puissance disponnible en fonction de la charge. Yves. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) | posté le 22-03-2007 10:44 Comme tu l’avais déjà soulevé, le complément à 1 du coeff de couplage K est un nombre qui traduit les fuites magnétique cumulées au primaire et au secondaire, donc l'équivalent de spires perdues en dehors du fer. Il s’agit bien de selfs parasites en série qui vont limiter la bande passante dans les aigus. A coeff constant, plus l’inductance primaire est élevée, plus elles prennent de l’importance. De plus, plus le courant est élevé, plus les lignes de force sont repoussées vers l’extérieur ; ce qui créé des harmoniques impaires et diminue le coeff de couplage. L’impédance dynamique en sortie est 2,4 ohms (pour l’étage de sortie seul) En limite de Vgk positif on peut espérer sans toucher au transfo : Sur 4 ohms : 4,2 W Sur 6 ohms : 5,3 W Sur 8 ohms : 6 W Sur 12 ohms : 6,5 W Sur 18 ohms : 6 W Sur 30 ohms : 4 W Arnaud H. |
| Contacter Arnaud Haegele Utilisateur 1312 message(s) |  posté le 22-03-2007 11:26 Un mot quand même au sujet de la distorsion sur ce montage, elle est due pour l’essentiel à l’approche du cut-off des pentodes. Elle apparaît au-dessus de 1W où l’on quitte la classe A. En classe AB les tubes ne se bloquent complètement qu’aux grandes élongations, lorsque le tube conducteur est largement en Vgk positif. C’est un effet de la CR cathodique. Mais cela oblige à garder un bon wattage sur les tubes. Sinon, en divisant toutes les inductances par 100 on obtient encore de bons résultats avec K=0.999 (10Hz à –3dB). Arnaud H. |
| Contacter Yves Monmagnon Utilisateur 997 message(s) | posté le 22-03-2007 11:48 Merci pour ces précisions. Je viens de tomber sur un papier publié par les concepteurs de ce transfo où tout ça est expliqué avec un exemple de modèle SPICE, mais pour une autre combinaison d'enroulements et avec un entrefer. Je l'attache pour info. Je vais refaire qq mesures avec ma configuration . C'est sympa 2,4 Ohms ! et le niveau de sortie reste assez constant. Je ne peux pas toucher au transfo, le but du jeu étant précisément de montrer une application possible ! Yves.  TUU configurazione F spice.pdf 13.52 Kb |
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